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。op
。tran 0。5n 300n
。print v（3）
。MODEL nmos NMOS LEVEL=3， TOX=1。8E…8， LD=0。08U，
＋UO=500， VMAX=2。0E5， PHI=0。6， GAMMA=0。5，
＋NSUB=2。5E16， VTO=0。7， NFS=8。2E11， CGSO=2。5E…10，
＋CGBO=2。5E…10， CJSW=2。5E…10， CGDO=2。5E…10， MJ=0。5，
78
…………………………………………………………Page 527……………………………………………………………
＋CJ=2。5E…4， PB=0。9， IS=1。0E…16， JS=1。0E…4
＋KF=600E…27 AF=0。8 NLEV=2 RS=600
＋RD=600 ETA=0。05 KAPPA=0。007 THETA=0。06
＋ACM=2 XJ=2。7E…7 DELTA=0。7
。MODEL pmos PMOS LEVEL=3， TOX=1。8E…8， LD=0。08U，
＋UO=165， VMAX=2。7E5， PHI=0。80， GAMMA=0。75，
＋NSUB=5。5E16， VTO=…0。7， NFS=7。6E11， CGSO=2。5E…10，
＋CGBO=2。75E…10， CJSW=3。4E…10， CGDO=2。5E…10， MJ=0。5，
＋CJ=3。7E…4， PB=0。8， IS=1。0E…16， JS=1。0E…4
＋KF=400E…27 AF=1。0 NLEV=2 RS=1200
＋RD=1200 ETA=0。12 KAPPA=1。5 THETA=0。135
＋ACM=2 XJ=2。3E…7 DELTA=0。3
。end
源极跟随器的阶跃响应如下图所示，这里的超调量约为 10％。
图 8…7 源极跟随器的阶跃响应，显示了 10％的超调
一个双极晶体管射极跟随器与一个CMOS源极跟随器非常相似。因此，这里就不讲它的
高频分析。但是，注意：共轭复根极点的问题对于双极射极跟随器，可能更加严重。
对于CMOS源极跟随器和双极射极跟随器，当出现共轭复根时，它们可以通过添加补偿
线路消除。为了看到这点，注意式（8…18）可以写成
1
Y =sC ＋
g 2 1
R
1
sC
1
（8…28）
其中
C （C g …C G ） g C C
gs 1 s m1 gs 1 s 1 m1 gs 1 s
C = ≈
1 （g m1 ＋Gs 1 ）（Cgs 1 ＋Cs ） （g m1 ＋Gs 1 ）（Cgs 1 ＋Cs ）
79
…………………………………………………………Page 528……………………………………………………………
（Cgs 1 ＋Cs ）2 （Cgs 1 ＋Cs ）2
R = ≈
1 C （C g …C G ） C C g
gs 1 s m1 gs 1 s 1 gs 1 s m1
C C
C = gs 1 s
2
C ＋C
gs 1 s
（8…29）
图 9…8 导纳与源极跟随器栅极看 图 9…9 添加补偿线路（C1 和 R1）来补偿
进去的输入阻抗相同的电路（忽略 Cgb） 源极跟随器栅极看进去的导纳中的负项
一般 Cs 》Cgs 1 且g m1 》Gs 1 ，由此可以得到近似解。这与图 9…8 所示电路的导纳相同。
这样，输入阻抗相当于一个负的电容器和一个负的电阻串联再与一个电容并联。如果由一
个大小为C1 的电容和大小为R1 的电阻串联组成的第三线路连接到源极跟随器的栅极，如图
9…9 所示，那么负的项就可以去掉了。得到的输入导纳即为C2，如式（9…29）给出的一样。
在这种情况下，式（9…20）变为
v 1
g 1
=
iin G ＋sC ' ＋ Cgs 1Cs
in in C ＋C
gs 1 s
（9…30）
式（9…22）变为
1＋s Cgs 1
（）= vout = g m1 g m1
A s R
in
iin g m1 ＋Gs 1 s s
1＋ 1＋
p 1 p 2
（9…31）
其中
G G
p 1= in ≈ ' in
C' ＋ Cgs 1CL Cin ＋Cgs 1
in
C ＋C
gs 1 L
（9…32）
80
…………………………………………………………Page 529……………………………………………………………
g m1 ＋Gs 1 g m1 ＋Gs 1
p 2 = ≈
C ＋C C
gs L L （9…33）
C 》》C
当 s gs 1 时，这个近似是正确的。不考虑近似，现在极点是实数，不会发生超调。
因此，当设计源极跟随器（或射极跟随器）时，推荐的程序是为了检查：用式（9…26）
或者SPICE瞬态分析寻找超调点的极点是否为复数形式。当极点是复数时，增大Cin、Cs或
两者，或者添加补偿线路，如图 9…9 所示。
例：考虑如图所示的源极跟随器，其中，所有的晶体管W/L＝100um/1。6um。假设
2 2 γ =0。5V 1/ 2
unCox=90uA/V ， upCox=30uA/V ， Ibias＝100uA， n ，
rds…n=＇8000L（um）＇/＇ID（mA）＇ 。 假 设 Rin =180kΩ ， CL =10pF ，
Cgs 1 =0。2pF ， Cgd 1 =15fF ，Csb 1 =40fF ，Cin =30fF ，求图 8－3 所示源极跟随器
的补偿线路以及得到的第一个和第二个极点。
解：由式（9…29）有
g m1Cgs 1Cs
C1 ≈ （g m1 ＋Gs 1 ）（Cgs 1 ＋Cs ）=0。170pF （9…34）
且
（Cgs 1 ＋Cs ）2
R ≈ =49。3kΩ
1
C C g
gs 1 s m1
（9…35）
电容器在芯片上是可以实现的合理值。电阻可以用一个在三极管区域偏置的MOS晶体管
实现。假设使用补偿线路，传递函数的极点变为
G
p 1≈ ' in =2π×3。16MHz
C ＋C
in gs 1
g m1 ＋Gs 1
p 2 ≈ =2π×19。3MHz
C
L
使用补偿线路的速度损失非常大，因为没有补偿线路的极点频率约为 8MHz，但这里主
要的极点在 3。6MHz处。
81
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加补偿后源极跟随器 HSPICE 频率分析
网表：
EX8。2 source follower frequency test
。option post=2 numdgt=7 tnom=27
Vdd 1 0 dc 5
Vss 2 0 dc …5
Ibias 3 2 dc 100u
Rin 4 0 180k
Cin 4 0 30f
CL 3 0 10p
M1 1 4 3 2 nmos w=100u l=1。6u
Iin 4 0 dc 0 ac 1
C1 4 5 0。17p
R1 5 0 49。3k
。op
。ac dec 20 1k 1GEG
。print vdb（3）